DRSSTC 1.5 — sTesla

Тестовый запуск

Далее представлено последовательное описание проектирования и все трудности, с которыми пришлось столкнуться. К своему теперешнему виду катушка пришла поэтапно, методом проб и ошибок. Информация будет полезна для тех, кто хочет построить подобную катушку Тесла самостоятельно.

sTesla – это самая маленькая DRSSTC, среди всех прочих, которые мне довелось спроектировать и построить.

Маленькая – не означает простая в разработке. Конечный результат это простая конструкция, легкость сборки, запусков и ремонта при необходимости. Но для достижения конечного варианта была проделана большая и сложная работа. Трудности проектирования возникли от необходимости минимизировать корпус с выводными радиодеталями деталями, а высокая частота работы, появляющаяся из-за маленькой вторичной обмоткой, плохо переносится IGBT транзисторами коммутатора тока.

Основы генератора, как и во всех других конструкциях, были взяты с mTesla и изменены в сторону уменьшения. Все технические подробности повторять тут нет смысла, поэтому см. статью mTesla (ССЫЛКА). В исключения попала система плавного заряда электролитов, т.к. ей не хватило место на уменьшенной плате. Один большой электролит 1200мкФ 400В с низким ESR был заменен на два электролита по 200В 1500мкФ по причине трудно доставаемости и дороговизны. MMC 47нФ 2кВ. Первые версии плат для катушки были сделаны в домашних условиях по технологии ЛУТ.

Рисунок 3 – Печатные платы v1.0

Всего было 4 или 5 версий плат, я уже сам сбился со счета, пока, наконец, не был достигнут приемлемый вариант. При рисовании платы ставилась задача расположить металлический проводящий слой только на одной стороне и не использовать перемычки. Первичная обмотка изначально планировалась в виде дорожки на плате. Достоинства такой обмотки в простоте сборки, а генератор приобретает условный корпус. Недостаток состоит в её перегреве, даже с учетом дублирования спирали на вторую сторону платы. Генератор и обмотка соединяются латунными стойками М3.

Рисунок 4 – sTesla первое появление

Вторичная обмотка для версии 1.0 была намотана на 5см-ПВХ трубе, 1100 витков проводом 0,125мм. Тороид 15х5мм из алюминиевых колец. Резонансная частота такого контура около 400кГц – это много.

Драйвер для полу-моста был перенесен из mTesla без каких либо изменений и сразу заработал. mDriver 1.0 имеет недостаток только в отсутствии OCD для максимального упрощения схемы и всегда используется в новых конструкциях.

Рисунок 5 – Драйвер полу-моста и сигнал на затворе IGBT

Сигнал на затворе не идеален из-за не очень удачного GDT, который специально не наматывался, а просто попался под руку. Для первого запуска сгодится. Предполагалось определить всю конструкцию в целом, как будет выглядеть будущая катушка, а потом поработать над недостатками. Перед подачей напряжения 220В были проведены все необходимые тесты платы для безопасности. Переходим к настройке резонансных контуров.

С настройкой пришлось потрудиться. Методом подстройки первичного контура «на глазок» найти резонанс не получилось. Возможно, что он и нашелся, но разряды не превышали в своей максимальной форме 5-7см и затем совсем уменьшались. Поиск резонанса осуществлялся перепаиванием провода идущего от ММС по виткам первичной обмотки.

Рисунок 6 – Первичная обмотка на печатной плате

В поиске причины неисправности нужно откинуть по очереди все подозрительные части конструкции, чтоб выявить, где сама проблема сидит. Для скорейшего решения вопроса, был взят гарантированно работоспособный генератор от одной из mTesla, которая нашлась на чердаке. К нему была подключена ново-созданная резонансная часть от sTesla. В таком варианте резонанс на удивление быстро нашелся. Затем катушка заработала и от собственного генератора. Проблема оказалась в явлении близкого расположения первичной обмотки и деталей на основной плате. К сожалению, я это понял, только когда построил вторую версию генератора.

Рисунок 7 – sTesla – первый запуск

При работе катушки первичная обмотка очень сильно нагревалась. Нагрев можно уменьшить, увеличив площадь сечения проводника катушки, а для этого нужно продублировать её на вторую сторону платы и увеличить ширину дорожки спирали. В этом случае более широкая дорожка спирали не влезает на плату без её увеличения. Получаются жесткие рамки, в которые нужно вписаться. В результате, решено было увеличить MMC до 68нФ и уменьшить число витков L1. С учетом этих замечаний, а так же некоторых других мелочей в силовой части генератора, появилась версия платы №2

Рисунок 8 – sTesla v1.0.2

В новой плате желтый помехоподавляющий конденсатор каким-то образом не влез на своё посадочное место. Сразу стало понятно, что как минимум по этой причине плата будет исправлена и переделана.

Во время одного из запусков, не выдержал большого тока и взорвался NTC терморезистор.

Рисунок 9 – Взорванный терморезистор

Новая двухслойная плата с первичной обмоткой всё так же сильно нагревалась, а вся катушка начинала работать лучше, если к ней подключался драйвер на отдельной плате. Тут я понял, как писал ранее, что на генератор происходит влияние со стороны резонансных контуров, скорее всего от первичного.

Рисунок 9 – sTesla v1.0.2

Большой транзисторный радиатор сильно перегревался от одной сыгранной не катушке Тесла мелодии. IGBT грелись от высокой частоты. Разряды не превышали 20см. Еще одну проблему добавили конденсаторы MMC, которые приехали в посылке из Китая. Они оказались меньшего размера, это как бы даже хорошо для небольшой катушки. Хотя это всё те же CBB81 68нФ2000В, но реальная емкость собранной ММС получается на 1-2 нФ меньше. С учетом высокой частоты такое незначительное изменение требует перестройки контура, либо первичного, либо вторичного, что было сделать проблематично. Подводя итог этой версии, решено было изменить резонансный контур в сторону уменьшения частоты, соответственно изменялись платы генератора и первичной обмотки. Переходим к катушке версии №3. На самом деле это была очень долгая история, которой я занимался по выходным около полугода. Каждый раз, когда строилась новая плата, я думал что это вот 100% последняя.

Новая PCB 1.0.3 как и предыдущие односторонняя без единой перемычки. Все радиодетали выводного монтажа, микросхемы в DIP корпусах. Собирается быстро и относительно просто. Недостаток платы обнаружился в нагреве дорожек по шине питания +-310В и в месте соединения полумоста и MMC.

Рисунок 10 – sTesla v1.0.3

Вторичная обмотка на сей раз была намотана на каркасе диаметром 63мм, 1100 витков проводом 0,125мм. Тороид тот же 15х5см. Резонансная частота стала около 300кГц. Латунные подставки между платами были удлинены, однако при различных настройках длина разрядов всё так же не превышала 20см.

Рисунок 11 – sTesla v1.0.3

Идея с обмоткой на печатной плате очень интересная, но сложно выполнимая. Необходимо чтоб медный проводящий слой спирали был не 35мкм, а как минимум 70мкм или более (2-3 oz Cu), плата двухсторонняя. Такого текстолита у меня не нашлось. Провод вторичной обмотки должен заканчиваться у самого основания каркаса, чтоб сделать коэффициент связи обмоток максимально возможным.

На этом наконец решено было отказаться от плоской спиральной обмотки на печатной плате. Новая обмотка была сделана из провода 12AWG. Результаты превзошли ожидания. Катушка начала работать очень хорошо.

Рисунок 12 – Первичная обмотка из провода 12AWG

При длительных запусках катушки обнаружились новые проблемы. С небольшим салютом взорвался последний имеющийся в наличии NTC резистор, видать не выдержал большого тока. Так же перегорел 2Вт резистор в ОС драйвера. Тут нужно сделать хороший стабилизатор напряжения т.к. при одинарном китайском трансформаторе тока из 100 витков TAK12-02 в обратной связи напряжение на резисторе получается очень высоким. При составном ТТ из двух ферритовых колец этот резистор работает без перегрева.

Рисунок 13 – Перегоревшие детали

Я попробовал запустить плату без NTC, но результатом оказались три спаленных диодных моста KBU1010 на 10А. Эти мосты должны работать с кратковременной перегрузкой по току, но из-за низкого качества (были заказаны в Китае по самой низкой цене) горят даже при небольшом скачке тока. Ну и соответственно, каждый раз от КЗ перегорали разные предохранители на 5 и на 10А.

Рисунок 14 – Перегоревшие детали

Нельзя экономить на деталях для DRSSTC! Нужно использовать только высококачественные детали надежных производителей!

Еще одной неожиданной поломкой оказался загоревшийся пластик, который скрепляет тороид.

Рисунок 15 – Загоревшийся тороид

После проведения многочисленных тестов и запусков выявились еще некоторые мелкие проблемы разной тематики на плате, связанные в том числе с неточностью изготовления платы по причине некачественной печати дорожки, неудачного монтажа и тп. Делать еще одну версию платы в домашних условиях у меня уже не было ни какого желания. Поэтому, после исправления рисунка разводки, PCB на сей раз отправилась для изготовления на китайский завод. Так же были заказаны круги для тороида из оргстекла. Закупились недостающие детали.

sTesla 1.0.3b >>

Новая версия sTesla назвалась 1.0.3b, потому что в ней в основном были косметические изменения, а структура осталась почти как в предыдущей версии 1.0.3. Рассмотрим её подробнее т.к. эта версия была основной больше года, пока я снова не взялся за модернизацию. [Все предыдущее описание можно считать небольшим вступлением.]
Печатная плата односторонняя. Все детали выводного монтажа.

Рисунок 16 – sTesla 1.0.3b PCB

Катушка использует основной принцы работы DRSSTC – чем больше сможет возрасти ток в первичном контуре, тем выше будет напряжение во вторичном контуре при условии резонансной настройки контуров. Подачу тока в первичный контур обеспечивает полу-мостовой коммутатор тока, состоящий из IGBT и обвязки.

Рисунок 17 – Полу-мост

При такой высокой частоте, как в этой катушке, к IGBT предъявляются повышенные требования. Китайские «серые» транзисторы не подойдут. Измеренная емкость затвор-исток, к примеру в FGH60N60SMD должна быть не более 4,5нФ. Если емкость затвора 6-7 нФ, то это свидетельствует что транзисторы не оригинальные, драйвер не сможет ими нормально управлять и заготовить их нужно целый арсенал, потому что заменяться в печатной плате они будут как патроны в ружье (зарядил, две мелодии проиграл, взорвались, заменил). С оригинальными транзисторами сигнал на затворе не выходит за пределы нормы и транзисторы от перегрева умирают редко. Чаще погибают от попадания разряда в первичную обмотку либо от кратковременного превышения тока, например при попадании разряда в заземленный предмет рядом с катушкой.

ПРИНЦИП РАБОТЫ ПОЛУМОСТА >>

Полумост состоит из двух транзисторов, по этому он и называется полу мост, в противоположность полному мосту в котором четыре транзистора. Роль двух других транзисторов в полу-мосте выполняет конденсаторный делитель. Обычно используется два транзистора N-типа, как правило, IGBT с встроенными обратными диодами. Чтоб управлять этими ключами, нужен разно полярный противофазный сигнал на их затворах, который мы получаем от перевернутых обмоток GDT (трансформатора управления затворами). GDT используется чтоб развязать низковольтный драйвер с высоковольтной силовой частью, и не только для этого. Сигнал на затворе каждого транзистора для его открытия/закрытия должен быть относительно его же эмиттера и быть приблизительно 20В как написано в datasheet. Для нижнего транзистора добиться сигнала на затворе не так сложно, его эмиттер всегда подключен к минусовой шине и нам нужно только увеличить напряжение на затворе до 20В. А вот, у верхнего транзистора, потенциал на эмиттере изменяется до 155В. Получается, что затвор нужно зарядить до 155В, к которым нужно добавить еще на +-20В больше чем на эмиттере для его открытия/закрытия. Это же нереально, затвор сразу пробьет. Вот поэтому и используется GDT. Низ его верхней по схеме вторичной обмотки подключается в среднюю точку двух транзисторов (эмиттер верхнего) и независимо от того, какой там потенциал, сигнал на затворе повторяет сигнал первичной обмотки GDT, а мы получаем наши 20В. Практика показывает, что несчастные транзисторы переживают (но не всегда) и 24В и 30В на затворах, импульсно, конечно же. Для защиты от превышения напряжения на затворе используются двунаправленные защитные диоды (на схемах не показаны, см.рис.17).

Рисунок 17а – Полу-мост

В начальный промежуток времени сигнал с GDT заряжает затворную емкость нижнего транзистора VT2 через резистор R2 и открывает его. Одновременно сигнал с другой обмотки GDT, которая подключена наоборот, разряжает затвор верхнего транзистора. В силовой цепи нижнего транзистора начинает протекать ток по цепи: средняя точка C2C3 – колебательный контур C1L1 – VT2 – GND(-310V).

Здесь мы рассматриваем процесс без учета событий, происходящих в колебательном контуре, и по этому, ток условно протекает по вышеназванному пути. Как видно по рисунку, максимальное напряжение в этой цепи 155В – половина питающего напряжения. В этом кроется некоторая не эффективность такой схемы DRSSTC. Во второй промежуток времени сигнал с GDT меняет полярность благодаря работе драйвера и начинает быстро разряжать затворную емкость VT2 через диод VD2. Нижний транзистор закрывается и те же процессы, но наоборот открывают верхний транзистор. Через верхний транзистор начинает протекать ток: средняя точка C2C3 – колебательный контур C1L1 – VT2 – GND(-310V). Если оба транзистора откроются одновременно, то это фактически закорачивание источника питания через транзисторы, и с огромным током КЗ транзисторы отправляются в мир иной. Чтоб этого не произошло, используется RD-цепь на затворах. Пока один затвор медленно заряжается через резистор, второй быстро разряжается через диод и потом всё наоборот. На осциллограмме рис.17б, tз ниже красной линии – это как раз то время, в течение которого оба транзистора закрыты. Горизонтальная красная линия – это примерный уровень напряжения открытия транзистора.

Рисунок 17б – Сигналы на затворе полумоста

Если детали RD-цепи низкого качества или не выдерживают перегрузки, как у меня было несколько таких случаев, они перегорают и влекут за собой гораздо более ценную потерю в виде транзисторов. От индуктивных выбросов и прочих скачков перенапряжения силовую часть транзисторов защищают двунаправленные диоды, обычно 1.5KE400CA ( на схеме не показаны см. рис.17). Из названия понятно, что они открываются, если напряжение превышает 400В. Конденсаторы в полу-мосте могут быть как металло-пленочными, так и электролитами, потому что емкость контурного конденсатора, на которую они работают в разы меньше, чем их собственная. Всё зависит от того, что проще достать. Пленки частично подавляют различные помехи, и индуктивные выбросы, выполняя роль дополнительного фильтра. Если их нет, то обязательно нужно добавить один пленочный конденсатор на 0,5-1мкФ как можно ближе к выводам транзисторов подключенных к +-310В (C7 на рис.17).

Для подтверждения теории, я решил снять несколько осциллограмм в реальной DRSSTC.

 

	Напряжение в средней точке транзисторов полу моста после подачи питания от развязывающего трансформатора переменного напряжения питания ~200В (х 1,4 =280В постоянного напряжения). Напряжение изменяется скачком от заряда конденсаторов делителя и потом остается на уровне нуля пока на транзисторы полумоста не придут управляющие импульсы.
	Сигналы в средней точке транзисторов полумоста во время работы DRSSTC. Напряжение изменяется от 0 до Uпит.
	— напряжение питания – желтым; — напряжение в средней точке транзисторов полу моста – белым. Сравнение уровней во время работы DRSSTC.  1клетка=10В, 2,5кл. х10 =25В Щуп осциллографа х10, значит 25х10=250В Как и предполагалось, от источника получается 280В. На полумосте напряжение проседает до 250В, видимо какое-то падение напряжения на транзисторе, влияние конденсаторного делителя короче из-за не идеальности системы. Далее, во время рабочих импульсов U=270В примерно.
	— напряжение в средней точке полумоста VT1VT2 – белым; — напряжения на конденсаторном делителе С2С3 – желтым. Сравнение уровней во время работы DRSSTC. Напряжение на делителе равно приблизительно половине от питающего напряжения.
	— сигнал в средней точке транзисторов полумоста –желтым; — сигнал на затворе нижнего транзистора — синим. Когда напряжение на затворе +20В (около), напряжение на коллекторе этого же транзистора VT2 равно нулю. Получается что транзистор, условно говоря, закорачивает шину «минус 310В» на среднюю точку.
	— напряжение в средней точке полумоста – желтым; — напряжение на затворе VT1 – синим; — напряжение на затворе VT2 – белым; — Uпит =~80В=110В пост. Сигнал CH2 (затвор VT1) снимался относительно 0В, а щуп в режиме x10.

По двум последним осциллограммам получается, что DRSSTC начинает работать при открытии нижнего транзистора VT2.

Управляющая схема (драйвер, контроллер).

Связка драйвер-GDT-полумост была отработана при разработке mTesla и сюда была просто перенесена уже готовой. Используется самый простой mDriver 1.0 без OCD. Собранный драйвер занимает чуть менее четверти платы.

Рисунок 19 – Драйвер на печатной плате

ПРИНЦИП РАБОТЫ ДРАЙВЕРА >> 

Запуск DRSSTC происходит по сигналу прерывателя, который поступает в драйвер через оптический приемник HFBR2521. Сигнал приходит на вход 13 микросхемы IC4, а так же через цепь задержки R13C20 и инвертирующий элемент И-НЕ микросхемы IC3 на вход 10. Микросхема IC4 74HC74 это D-триггер. Сигнал поступает на два его входа, чтоб обеспечить режим работы триггера, обеспечивающий отключение схемы по тактовому импульсу обратной связи. Триггер далее передает разрешающий импульс для запуска DRSSTC на вход двух элементов И-НЕ микросхемы IC3 74HC132. Логика рассчитана таким образом, что при подаче питания на выходах 8 и 11 микросхемы IC3 устанавливается высокий уровень напряжения (лог.1), а при работе DRSSTC уровни переключаются противофазно.

Рисунок 18 – mDriver 1.0

После поступления разрешающего импульса от прерывателя, логика переключится (см. таблицу истинности) и на входах 2 и 4 драйвера IXDN604 IC5 возникнет первый противофазный сигнал. IXDN создает крутые фронты, увеличивает амплитуду импульсов и без инверсии передает их на вход усилительного каскада на транзисторных сборках 4501. Усилительный каскад подключается к GDT, вторичные обмотки которого в свою очередь перезаряжают затворные емкости IGBT силовой части (на схеме не показаны). DRSSTC начнет работать. С трансформатора тока обратной связи сигнал поступает на вход обратной связи драйвера. Через разделительные элементы R12 C16 и выравнивающие амплитуду диоды D10 D12 сигнал ОС поступает в микросхему логики IC3, а так же на тактовый вход 11 D-триггера IC4. Это очень важный момент в работе, так как по завершении разрешающего работу DRSSTC сигнала прерывателя триггер отключит логику, а соответственно и всю DRSSTC не в произвольный момент времени, а по следующему тактовому импульсу. Короче говоря, закончился сигнал прерывателя и по следующему тактовому импульсу драйвер отключит силовую часть DRSSTC. Важно это потому, что IGBT в полу-мосте отключатся в тот момент, когда ток через них будет минимальным. Они будут меньше греться и прослужат дольше. Если отключить IGBT в произвольное время, а не по тактовому импульсу, то есть большая вероятность, что в этот момент через транзисторы прокачивался большой ток и разрывание его протекания вызовет нагрев и другие эффекты, которые очень быстро убьют IGBT. Все остальные радиодетали, которые указаны на полной схеме драйвера обеспечивают питание микросхем и другие вспомогательные функции.

GDT — Трансформатор управления затворами IGBT.

GDT повышающий 3:4, намотан на ферритовом кольце EPCOS N87 25,3х14,8х10мм. Каждая обмотка из витой пары.

Рисунок 20 – GDT

Рисунок 21 – Сигналы на затворе

Пульт управления — прерыватель (Interrupter).

Управляется всё это МИДИ-прерывателем. Прерыватель включает и выключает DRSSTC, прерывает её работу через определенные промежутки времени, (с определенной частотой нот) благодаря чему мы можем слышать мелодию.

Рисунок 22 – Прерыватель

Основой конструкции является микроконтроллер ATMega32. Прошивка для него списывалась на примере трех популярных в интернете МИДИ прерывателей очень давно. Это был первый прерыватель, в котором я взялся за прошивку. Планировалось его использовать в mTesla, но там нашелся более удачный вариант и этот был на время отложен. В прерывателе два режима работы: МИДИ и ручная регулировка ширины/длительности рабочих импульсов переменными резисторами. Подключение к драйверу через оптику HFBR. Дизайн с большой красной кнопкой многим понравился еще со времени одной из моих первых музыкальных DRSSTC1 и поэтому, к нему решено было вернуться. Про написание прошивки для микроконтроллера запланирована отдельная статья (может когда-то появится).

ФАЙЛЫ ПРЕРЫВАТЕЛЯ (СХЕМА+ПРОШИВКА)

Конструкция генератора.

С собранной катушкой было проведено еще множество тестов. Для активного охлаждения на радиатор добавлен небольшой вентилятор. Кольцо защиты от разрядов (strike-ring) необходимо делать не только со стороны разрядного штыря, но по всей окружности первичной обмотки т.к. бывают случаи проскакивания на низких частотах разрядов из тороида.

Рисунок 23 – sTesla 1.0.3b

Опытным путем установлено, что дополнительная перегородка между платой с генератором и первичной обмоткой позволяет уменьшить высоту латунных стоек и тем самым уменьшить высоту всего генератора соответственно. Без этой перегородки, при той же высоте стоек разряды с вторичной обмотки не превышают 20см.

Рисунок 24 – Конструкция генератора

Первичная обмотка сделана из провода AWG12, если перевести, это примерно 2мм диаметр или 3,3мм2 сечение. Контурные конденсаторы CBB81 68нФ 2000В – 4шт, два последовательно, два параллельно. Общая емкость 68нФ 4кВ. Резонансная частота около 300кГц. Почему напряжение конденсаторов для MMC в транзисторных катушках, где питание генератора всего 310В и нет никаких повышающих питание трансформаторов, всегда выбирают таким высоким?! Об этом далее.

ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР DRSSTC >> 

В учебниках по электротехнике можно найти вид колебательного контура, состоящего из трех элементов – RLC. R (активное сопротивление контура) уберем для упрощения рисунков, но забывать про него не будем.

На графиках ниже представлены изменения напряжения (синим) и тока (зеленым) внутри колебательного контура.

		На затворы транзисторов подали управляющие сигналы с GDT. Нижний транзистор открывается. Напряжение в средней точке транзисторов и на левой обкладке контурного конденсатора скачком переключается в 0В. В это время другая обкладка конденсатора, внутри контура, со стороны L1, скачком разряжается до -50В см.график 1. Ток на катушке L1 пока что отсутствует. Вся энергия находится в энергии электрического поля конденсатора. Так как в нашем примере напряжение питания +100В, и в средней точке конденсаторного делителя C2C3 соответственно +50В, напряжение в средней точке транзисторов будет изменятся в этих границах, от 100 до 0В. Условный уровень нуля тут будет 50В, в сравнении с обычным переменным источником, подключенным к последовательному колебательному контуру.
		Напряжение на конденсаторе, максимально и начинает уменьшаться. Возрастает сила тока, в катушке индуктивности возникает магнитное поле. К моменту, когда напряжение на правой обкладке уменьшится до нуля, ток в катушке и энергия магнитного поля достигнут наибольших значений. Вся энергия перейдет из электрического поля конденсатора в магнитное поле катушки. Одновременно с этим протекает максимальный ток через нижний транзистор.
		По достижении своего максимума в катушке начнет протекать убывающий по значению, но первоначального направления индуцированный ток. Он поддерживается в прежнем направлении с помощью ЭДС самоиндукции. Это происходит, пока не израсходуется вся энергия магнитного поля. В это же время конденсатор начинает перезаряжаться другой полярностью. Нижний транзистор закрывается, а верхний открывается. Напряжение в средней точке транзисторов скачком возрастает до уровня напряжения питания. Напряжение на обкладке конденсатора со стороны контура возрастает до +60В. Возрастание напряжения в полупериоде и открытие транзистора должны быть синхронизированы.
		Через верхний транзистор и катушку индуктивности начинают протекать токи, противоположные по направлению. Ток и магнитное поле максимальны. Конденсатор со стороны контура разряжается до 0В. Другая обкладка заряжена до напряжения питания.
		Ситуация начинает повторяться. С каждым новым перезарядом напряжение на конденсаторе вырастает на дополнительное значение, по сравнению с предыдущим периодом. В колебательном контуре создается почти КЗ для переменного тока и таким образом он потребляет от источника всё больше и больше тока. Небольшое искажение на графике напряжения конденсатора (синим), появившееся из-за неидеальности настройки, показывает, когда открывается транзистор и напряжение подскакивает еще на немного по сравнению с предыдущей амплитудой.

На графике ниже представлены дополнительные сигналы. Для упрощения понимания они были убраны с предыдущих графиков.

Рисунок 24а – Процессы в колебательном контуре и полумосте DRSSTC
L1(1)(зеленый) – ток в катушке индуктивности L1
VT1(C) (красный) – ток через коллектор VT1
VT2(C) (черный) – ток через коллекторVT2
C1(1) (фиолетовый) –напряжение на левой обкладке конденсатора
C1(2) (синий) – напряжение на обкладке конденсатора внутри колебательного контура
* напряжение на фиолетовом графике немного не соответствует действительности, импульсы должны изменяться в пределах 0-Uпит. (не совсем корректно собрана схема управления)

За один цикл колебаний энергия в виде энергии электрического поля на обкладках конденсатора или в виде магнитной энергии в катушке индуктивности, полностью израсходоваться не успела и к ней добавляется новая энергия от источника. Если частота источника электроэнергии совпадает с частотой этих колебаний, возникает явление, которое называется резонансом напряжений. В контуре создаются условия, при которых для переменного тока организуется почти короткое замыкание.
При резонансе напряжений индуктивное сопротивление X равно емкостному X и полное сопротивление цепи становится равным активному сопротивлению R проводников. В этом случае напряжение на индуктивности U и на емкости U внутри контура равны и находятся в противофазе, поэтому при сложении они компенсируют друг друга. Если активное сопротивление цепи R невелико, ток в цепи резко возрастает, так как реактивное сопротивление становится равным нулю. Резкое возрастание тока в цепи при резонансе напряжение вызывает такое же возрастание напряжений U и U , причем их значения могут во много раз превышать напряжение источника, питающего цепь. В этой ситуации возрастает потребляемый от источника ток, чем и объясняется баланс мощностей (закон сохр. энергии). Вне контура резонанс напряжений никак себя не проявляет.
Частота, на которой возникает резонанс – это собственная резонансная частота колебательного контура. Она рассчитывается через физические параметры, которыми обладают конденсатор и катушка (индуктивность и емкость) по известной формуле Томсона. DRSSTC – это автогенератор, и поэтому, благодаря обратной связи открытие и закрытие транзисторов происходит с необходимой нам резонансной частотой.

Вторичный колебательный контур максимально «откликается» только на своей собственной резонансной частоте. По этому, контуры настроены на одну частоту. Допускается отклонение частоты вторичного контура выше или ниже резонансной частоты первичного контура. Это называется работа теслы на разных полюсах.

Вторичный контур, как и первичный, получает энергию в резонансном режиме, и в нем так же наблюдается резонанс напряжений. Описать работу трубы с намотанной на ней проволкой и металлическим предметом на верхнем выводе достаточно трудно. Н.Тесла определил во вторичном контуре такое явление, как стоячая волна. В настоящее время в интернете существует множество дискуссий на тему происходящих процессов в катушке Тесла. Для демонстрационного трансформатора достаточно ограничится выше описанной теорией.

Тороид — основная емкость вторичного контура.

Тороид 16х5см построен из алюминиевых колец. В качестве основы – оргстекло, вырезанное на заводе по чертежам. Разрядный штырек около 15см. Его длина и положение тороида выше или ниже над вторичной обмоткой влияют на изменение рабочей частоты.

Рисунок 25 – Тороид из алюминиевых колец

Отсутствие OCD в катушке делает её не совсем безопасной. В случае возрастания тока до значений, которые транзисторы не могут выдержать, они взрываются. По какой-то причине непонятной (скорее всего от высокой частоты) катушка менее надежна чем mTesla. При почти идентичных конструкциях силовой части одна взрывается, а другая нет. Это главный недостаток, а его устранение приводит к усложнению конструкции.

При запусках катушки желательно не превышать настройку прерывателя по ширине рабочего импульса в 65-70мкс. Еще лучше использовать прерыватель с динамической подстройкой ширина рабочего импульса как в mTesla. Не следует сувать в разряды лампы ЛДС и минимизировать пробои разрядов на заземленные предметы. Так же после проигрывания 2-3 мелодий катушке необходимо дать время для охлаждения радиатора.
Главное достоинство катушки – это простая конструкция. Хоть и без защиты по току sTesla 1.0.3b при аккуратном использовании прекрасно поет.

СХЕМА sTesla 1.0.3b СХЕМА БЕЗ OCD! 

С ходом времени стало понятно что простая конструкция DRRSTC не обладает достаточной надежностью. Транзисторы часто перегорают из-за отсутствия защиты по току OCD. Для устранения этой проблемы пришлось усложнить конструкцию. Был изменен драйвер и добавлен еще один трансформатор обратной связи. Основная печатная плата стала двухсторонней. Сделать драйвер из выводных деталей не удалось в связи с дефицитом места. Теперь он состоит из SMD деталей, что превращает эту мини-DRSSTC из конструкции для радиолюбителей в конструкцию для профессионалов (или продвинутых радиолюбителей). Опыт показывает что собрать SMD печатную плату гораздо сложнее чем плату с выводными деталями и многие даже не хотят начинать. У многих отсутствует паяльная станция для SMD. Продолжение ветки развития sTesla можно посмотреть в посте sTesla 2.0.

---